5. Возбудители

Возбудитель является неотъемлемой частью любого передатчика. Основное назначение возбудителя - генерация высокостабильных несущих частот. В возбудителе возможно также управление колебаниями высокой частоты в соответствии с передаваемым информационным сигналом (см. рисунок 1.1). Упрощенная структурная схема возбудителя представлена на рисунке 5.1.

Рисунок 5.1. Структурная схема возбудителя

Здесь

ОГ - высокостабильный опорный генератор;

С - синтезатор частот;

СМ - смеситель;

ФВР - формирователь видов работ;

ИС - информационные сигналы;

ИП - стабилизированный источник питания.

Опорный генератор обеспечивает необходимую стабильность частоты возбудителя. Синтезатор частот на основе частоты опорного генератора создает «сетку», которая может насчитывать десятки тысяч выходных и вспомогательных частот. Формирователь видов работ осуществляет модуляцию промежуточной частоты ( f_ПЧ ) информационным сигналом. Смеситель осуществляет перенос модулированных сигналов на рабочую частоту.

Возбудитель включает также усилители, обеспечивающие работу на стандартную нагрузку 50 или 75 Ом и стабилизированный источник питания.

В радиовещательных передатчиках, работающих, как правило, на фиксированных частотах, возбудитель может представлять собой просто высокостабильный автогенератор, рассчитанный на две - три сменных частоты.

К основным параметрам возбудителя относится: диапазон рабочих частот, дискретное или плавное изменение частоты, «шаг сетки» частот, нестабильность выходной частоты, виды модуляции (манипуляции), формируемые в возбудителе, уровень побочных излучений, время перехода с одной частоты на другую.

На основании выше изложенного можно сделать вывод, что основными элементами возбудителя являются автогенераторы и, следовательно, изучение возбудителей следует начать с изучения теории автогенератора и мер по обеспечению стабильности его частоты.

5.1. Общие сведения об автогенераторах

Генератор с внешним возбуждением может быть переведён в режим генератора с самовозбуждением (автогенератор), если напряжение возбуждения от внешнего источника заменить напряжением с той же амплитудой и фазой с выхода генератора (см. рисунок 5.2).

Рисунок 5.2. Схема автогенератора

Таким образом, условие существования автоколебаний может быть записано в следующем виде:

(5.1)

Пройдём по кольцу обратной связи, полагая, что режим генератора недонапряженный или критический, а характеристики АЭ - идеализированные

С учетом этих выражений и (5.1), получим .

В экспоненциальной форме это уравнение принимает вид:

(5.2)

Выражение (5.2) можно заменить системой действительных уравнений

(5.3)

(5.4)

Первое из них (5.3) отражает амплитудные условия в автогенераторе, а второе фазовые соотношения в кольце обратной связи. В литературе эти условия получили название соответственно «баланс амплитуд» и «баланс фаз».

5.2. Амплитудные условия в автогенераторе

В выражении баланса амплитуд (5.3) от амплитуды колебаний практически зависит лишь величина средней крутизны, т.к. коэффициент обратной связи обычно определяется делителем напряжения в нагрузочной цепи, который в первом приближении не зависит от амплитуды колебаний. Не зависят от амплитуды колебаний и параметры контура (R_к). С учётом этих выводов, преобразуем (5.3) к следующему виду

(5.5)

Здесь левая часть выражения зависит от амплитуды колебаний, а правая, при заданных параметрах K и R_к, - фиксирована. Исследуем зависимость S_ср от амплитуды колебаний для случаев θ<90° , θ=90° и θ>90° .

Для этого построим соответствующие динамические характеристики активного элемента и рассмотрим зависимость коллекторного тока от амплитуды напряжения возбуждения. В первом случае напряжение смещения Е_у<Ε^'_у; соответствующие зависимости коллекторного тока от амплитуды возбуждения представлены на рисунке 5.3.

Рисунок 5.3. Коллекторный ток при θ<90°

Из рисунка в частности следует, что пока е_{у макс} не превышает Ε^'_у, коллекторного тока нет, а затем до критического режима импульс тока растёт пропорционально е_{у макс} и одновременно расширяется (увеличивается угол отсечки). В перенапряженном режиме рост коллекторного тока практически прекращается, вследствие появления провала.

Для θ=90° , Е_у=Ε^'_у и характер зависимости коллекторного тока от амплитуды возбуждения иллюстрируется рисунком 5.4. В этом случае, в области недонапряженного режима импульс тока растет пропорционально амплитуде возбуждения при неизменном угле отсечки. В перенапряженном режиме, как и при θ<90° , максимальное значение тока остается неизменным.

Рисунок 5.4. Коллекторный ток при θ=90°

Для θ>90°, Е_у>Ε^'_у. В этом случае появляется ток покоя и рост коллекторного тока сопровождается уменьшением угла отсечки (см. рисунок 5.5). При U_у< |Е_у-Ε^'_у| отсечка коллекторного тока исчезает (θ=180°)

Рисунок 5.5. Коллекторный ток при θ>90°

Таким образом, на основании полученных результатов, можно построить зависимость тока первой гармоники (I_к1) и средней крутизны (S_ср) от амплитуды возбуждения (см. рисунок 5.6). Здесь S_ср=S_β1= I_к1/ U_у

Рисунок 5.6. Колебательные характеристики генератора

Анализируя зависимости S_ср=f(U_у), можно сделать вывод, что для θ>90° и θ=90° эти зависимости аналогичны по форме, тогда как при θ<90° форма характеристики существенно отличается.

Исследуем зависимость амплитуды колебаний в автогенераторе от коэффициента обратной связи. Для этого воспользуемся записью баланса амплитуд в форме (5.5). Правая часть этого выражения, зависящая от К, на плоскости характеристики S_ср=f(U_у) представляет собой прямую параллельную горизонтальной оси (прямая обратной связи). По мере увеличения коэффициента обратной связи прямая опускается и при появлении точки пересечения её с кривой зависимости S_ср появляется возможность возникновения автоколебаний. Рассмотрим этот процесс сначала для θ>90° и θ=90°. Согласно рисунку 5.7, при , условие (5.5) выполняется, однако при этом амплитуда колебаний равна 0. Дальнейшее увеличение К приводит к нарастанию амплитуды колебаний. Если затем уменьшать коэффициент обратной связи, амплитуда колебаний изменяется по той же траектории в сторону уменьшения.

Рисунок 5.7. Мягкий режим самовозбуждения

Режим, в котором возможно возникновение колебаний с малых амплитуд, получил условное название «мягкий режим». Условием мягкого режима самовозбуждения является выбор угла отсечки θ>90° или θ=90° и величина KR_к достаточная для выполнения условия (5.5) при S_ср<S_макс.

Рассмотрим теперь амплитудные условия в автогенераторе для θ<90°. В этом случае кривая S_ср, показанная на рисунке 5.8 сплошной линией, соответствует идеализированным статическим характеристикам АЭ и реальным характеристикам при θ<<90°. При θ близких к 90°, за счёт нелинейного участка реальной статической характеристики зависимость S_ср=f(U_у) соответствует пунктирной кривой на рисунке 5.8.

По мере увеличения KR_к условие баланса амплитуд будет выполнено на уровне S_макс. Однако колебания не могут возникнуть, т.к. при малых амплитудах условие баланса амплитуд не выполняется. Для запуска автогенератора на его вход необходимо подать внешнее запускающее напряжение с амплитудой U^//_у. Аналогичная ситуация будет при всех .

Рисунок 5.8. Жесткий режим самовозбуждения

Если окажется возможным увеличить коэффициент обратной связи до значения , колебания скачком возрастут до . При уменьшении коэффициента обратной связи ниже уровня 1/S_мин колебания не срываются, a плавно уменьшаются до значения U^//_у; после этого баланс амплитуд нарушается и колебания скачком уменьшаются до нуля. Такой режим самовозбуждения генератора получил наименование «жесткий режим». Поскольку необходимая величина KR_к на практике трудно достижима (или вообще не может быть осуществлена) жесткий режим не удобен в эксплуатации, хотя обладает важным преимуществом по сравнению с мягким. Преимущество заключается в малом угле отсечки и соответственно высоком электронном к.п.д.. Высокий к.п.д. в свою очередь определяет относительно малые тепловые потери в АЭ, большую стабильность его параметров, а, следовательно, и большую стабильность амплитуды и частоты генерируемых колебаний.

Рассмотренные недостатки мягкого и жесткого режимов на практике устраняют с помощью комбинированных цепей смещения на управляющий электрод. Поясним это на примере автогенератора с биполярным транзистором (Рисунок 5.9). Исходное фиксированное смещение на базе транзистора (Е_бф) задается с помощью внешнего источника и резистивного делителя напряжении R1, R2. Чтобы Е_бф мало зависело от тока базы необходимо выполнить условие i_д=(2…3)i_б. Величина Е_бф выбирается так, чтобы при малых амплитудах колебаний угол отсечки соответствовал 180°, т.е. чтобы обеспечивался мягкий режим самовозбуждения. Для перевода генератора в жесткий режим (с углом отсечки менее 90°) используется автоматическое смещение (ΔЕ_б) за счет постоянной составляющей эмиттерного тока и резистора R3. По мере нарастания амплитуды колебаний увеличивается ток эмиттера, уменьшается напряжение смещения на базе Е_б= Е_бф- ΔЕ_б , уменьшается угол отсечки и генератор после установления амплитуды колебаний переходит в жесткий режим.

Конденсатор С_бл устраняет отрицательную обратную связь по переменному току. Величина его ёмкости не должна быть слишком большой, т.к. по мере нарастания амплитуды колебаний напряжение ΔЕ_б может настолько уменьшить угол отсечки и S_ср , что в режиме близком к установившемуся баланс амплитуд выполняться не будет и колебания сорвутся. После этого конденсатор С_бл начнёт разряжаться через резистор R3 до тех пор, пока угол отсечки снова не превысит 90°, и не возникнут условия для мягкого самовозбуждения. Таким образом возникает процесс прерывистой генерации, частота которого зависит от постоянной времени цепи R3,C_бл. Для нормальной работы автогенератора этот процесс крайне не желателен, что и определяет ограничения на величину ёмкости С_бл.

5.3. Фазовые условия в автогенераторе

Проведём исследование фазовых условий в автогенераторе с точки зрения устойчивости автоколебаний по частоте (стабильности частоты). Для этого воспользуемся выражением «баланса фаз» (5.4)

φ_s + φ_к+ φ_z = 2π·n

Фазовые сдвиги по кольцу обратной связи в левой части этого выражения в той или иной степени зависят от частоты. Поэтому обозначим эту часть некоторой переменной, являющейся функцией частоты

φ_s+ φ_к+ φ_z = Ψ(ω) = 2π·n

Предположим, что по какой-либо причине фазовый сдвиг по кольцу обратной связи изменился на величину Δφ.

Ψ(ω) = 2π·n+Δφ (5.6)

Тогда для сохранения устойчивости колебаний в генераторе его частота должна измениться так, чтобы баланс фаз снова восстановился

Ψ(ω+Δω) = 2π·n (5.7)

Полагая, что при и разложим функцию Ψ(ω+Δω) в ряд Тейлора в окрестности точки ω

Подставим в это выражение значения Ψ(ω+Δω) и Ψ(ω) из (5.7) и (5.6)

Поскольку в последнем выражении можно ограничиться учетом лишь первой производной Ψ^'(ω). Тогда ряд принимает вид , или . Поделим левую и правую часть последнего выражения на резонансную частоту контура

(5.8)

Величина ω_оΨ^'(ω) = σ - получила название фиксирующей способности автогенератора. В соответствии с определением Ψ(ω)

(5.9)

Частотная зависимость φ_s и φ_к проявляется лишь при очень значительных изменениях частоты, поэтому их производные, в предположении, что , также очень малы. Наоборот фазовый угол нагрузочной цепи существенно изменяется даже при небольших отклонениях частоты автоколебаний от резонансной частоты нагрузочного контура. Из теории линейных электрических цепей известно, что фазовая характеристика параллельного колебательного контура может быть записана в следующем виде . Для арктангенс малого угла может быть заменён его аргументом. В результате получим

(5.10)

На основании (5.9) и сделанных выше предположений

(5.11)

Выражение (5.8) принимает вид

(5.12)

Таким образом, фиксирующая способность автогенератора определяется главным образом добротностью его нагрузочного контура. Чем выше добротность контура, тем меньшее отклонение частоты вызовет дестабилизирующий фактор Δφ. Знак « - » в (5.12) означает, что при увеличении фазового сдвига в кольце обратной связи на Δφ, частота автоколебаний понизится на величину Δω.

5.4. Стабильность частоты автогенератора

Из материала предыдущего раздела следует, что стабильность частоты автогенератора определяется фиксирующей способностью (добротностью) его колебательной системы. При этом фиксирующая способность привязывает частоту колебаний к резонансной частоте контура тем сильнее, чем выше его добротность. Однако сама резонансная частота может быть нестабильной вследствие низких эталонных свойств элементов контура L,C. Поэтому увеличение добротности контура при нестабильных параметрах L и C может привести к снижению стабильности частоты автогенератора. Оценим степень влияния нестабильности параметров L и C на резонансную частоту колебательной системы автогенератора. При высокой добротности контура, его резонансная частота определяется выражением

(5.13)

Предположим, что емкость контура получила приращение C + ΔС, причём ΔС<<С. Тогда (5.13) преобразуется к виду

В результате для относительного приращения частоты получим

(5.14а)

Совершенно очевидно, что аналогичное выражение может быть получено и для нестабильной индуктивности

(5.14б)

В наиболее тяжелом случае, когда отклонения часты, вызванные всеми причинами, сложатся, общую нестабильность частоты автогенератора определим следующим образом

(5.15)

Предположим теперь, что контур автогенератора имеет высокую добротность и составлен из эталонных элементов L и C. Однако при включении контура в схему автогенератора к нему неизбежно будут подключены паразитные емкости внешних цепей, которые естественно эталонными быть не могут. Поэтому рассмотрим, какие требования должны быть предъявлены к элементам контура для того, чтобы влияние паразитных ёмкостей на стабильность частоты автогенератора было минимальным.

В схемах автогенераторов эталонный контур может быть параллельным или последовательным, как на рисунке 5.10.

Рисунок 5.10. Эталонные контуры автогенератора

При использовании параллельного контура влияние паразитной ёмкости С_П будет минимальным, если эталонная ёмкость будет значительно больше паразитной, т.к. общая ёмкость контура в этом случае определяется в основном эталонным конденсатором. Отсюда следует, что характеристическое сопротивление эталонного контура должно быть минимально возможным.

В случае последовательного эталонного контура ёмкости C и С_П включены последовательно и общая ёмкость в контуре автогенератора определяется в основном меньшей из них. Следовательно, эталонный конденсатор должен иметь минимально возможную ёмкость, а характеристическое сопротивление максимальное значение.

Таким образом, для обеспечения высокой стабильности частоты автогенератора, к его колебательной системе должны быть предъявлены следующие требования:

1. Высокая добротность контура.
2. Использование высококачественных эталонных элементов L и C.
3. Правильный выбор волнового сопротивления контура.

Выполнение этих требований, в условиях эксплуатации электронной аппаратуры, как правило, недостаточно, т.к. стабильность частоты будет зависеть также от изменения температуры окружающей среды, сопротивления нагрузки, давления и влажности атмосферы, нестабильности напряжения источников питания, механических деформаций и вибрации. Причём большинство дестабилизирующих факторов взаимосвязаны. Например, изменение температуры вызывает изменение влажности, нестабильность источников питания - колебания температуры и т.п.

Поэтому, чтобы получить высокую стабильность частоты у автогенератора с колебательными контурами, необходимо также поместить его (или хотя бы контур) в термостат; герметизировать корпус аппаратуры; стабилизировать напряжения источников питания; конструкцию корпуса сделать жесткой и массивной; обеспечить слабую связь с внешней нагрузкой.

Тем не менее, все эти меры не позволяют получить относительную нестабильность частоты Δf/f у автогенераторов с колебательными контурами лучше 10^-4-10^-5. Поскольку современные средства радиосвязи и радиовещания требуют обеспечивать нестабильность несущих частот порядка 10^-6-10^-9, автогенераторы с колебательными контурами не используются в качестве опорных. Область их применения - вспомогательные и управляемые генераторы. Исключение составляют лишь генераторы сверхвысоких частот, использующие высокодобротные колебательные системы из отрезков коаксиальных, волноводных и полосковых линий.

5.5. Схемы автогенераторов с колебательными контурами

Обобщенную схему автогенератора на биполярном транзисторе, без цепей питания, можно представить следующим образом (рисунок 5.11а). Здесь Х1, Х2, Х3 реактивные элементы колебательной системы автогенератора с учётом собственных проводимостей АЭ.

Рисунок 5.11. Схемы автогенератора

Поскольку частота автоколебаний равна резонансной частоте контура (или близка к ней)

(5.16)

Коэффициент обратной связи

(5.17)

Полагая, что генератор работает на умеренно высоких частотах, можно считать φ_s = 0. Фазовый угол нагрузки, при тех же условиях, в схеме с общим эмиттером φ_z = 180°. Следовательно, для выполнения условия баланса фаз, фазовый сдвиг в цепи обратной связи также должен быть равен 180°. На основании (5.16), (5.17) можно сделать вывод, что при этом Х1, Х2 должны быть с одинаковым знаком, а Х3 с противоположным.

Таким образом, возможны два варианта построения схемы автогенератора. Если Х1, Х2>0 (индуктивности), то Х3<0 (ёмкость); если Х1, Х2<0, то соответственно Х3>0. Варианты схем представлены на рисунке 5.11б,в. Поскольку контур подключен к АЭ тремя точками, схемы этого типа получили название «трехточечные».

Для построения полных схем автогенераторов необходимо в обобщённые схемы включить цепи питания. На рисунке 5.12 представлены соответственно «ёмкостная» (5.12а) и «индуктивная» (5.12б) трёхточечные схемы. В схеме 5.12а используется параллельная схема питания коллекторной цепи через дроссель L_бл. Роль индуктивности L3 здесь выполняет цепь L0,C0.

Рисунок 5.12. Схемы автогенераторов

Добавление ёмкости С_о обеспечивает частичное подключение контура к транзистору. Это необходимо для ослабления связи с АЭ, т.к. активная составляющая его междуэлектродной проводимости снижает добротность контура и соответственно фиксирующую способность автогенератора. Одновременно уменьшается влияние паразитной ёмкости транзистора на стабильность резонансной частоты контура.

В индуктивной трёхточечной схеме (рисунок 5.12б) используется последовательная схема питания коллекторной цепи через индуктивность контура L1. Цепь L0, C0 выполняет те же функции, что и в предыдущей схеме, являясь эквивалентной ёмкостью С3.

Конденсатор С_р - разделительный. Он исключает непосредственное подключение к базе напряжения источника Е_к.

На повышенных частотах, где пренебречь фазовым углом φ_s уже невозможно, возникают проблемы, связанные с тем, что при сохранении баланса фаз, контур автогенератора оказывается расстроенным. Действительно, баланс фаз сохраняется, т.к. возникающее при расстройке приращение фазового сдвига в нагрузочной цепи (Δφ_z) компенсирует величину φ_s. Однако расстройка контура приводит к уменьшению |Z_к| и снижению электронного к.п.д. генератора. Кроме того, на повышенных частотах падает величина S_ср, т.к. она у биполярного транзистора непосредственно связана с коэффициентом усиления по току |β|. В результате колебания могут не возникнуть вследствие нарушения баланса амплитуд. Наконец, при расстройке контура существенно падает крутизна фазовой характеристики φ^/_z (см. рисунок 3.26) и, следовательно, фиксирующая способность автогенератора.

Для устранения этих последствий в цепь эмиттера (см.рисунок 5.12б) включается корректирующая цепочка R_к,C_к, которая компенсирует φ_s и обеспечивает работу автогенератора на частоте близкой к резонансной частоте контура. Расчет корректирующей цепи можно найти в [7].

Варианты схем автогенераторов не исчерпываются схемами, представленными на рисунке 5.12. Схемы могут существенно видоизменяться в зависимости от выбранной точки заземления; в них могут отсутствовать контурные конденсаторы, если в их качестве используются междуэлектродные емкости АЭ; возможны иные варианты подачи напряжения смещения и обратной связи [4, 5, 7].

Достаточно широкое применение находят автогенераторы, построенные на электронных приборах с отрицательным динамическим сопротивлением (туннельные диоды, диоды Гана). Типичная характеристика таких приборов представлена на рисунке 5.13а. Между точками a и с на этой характеристике имеется участок с отрицательной крутизной. На этом участке сопротивление диода переменному току отрицательно, поэтому если к диоду подключить колебательный контур, потери в нём могут быть компенсированы и возникнут незатухающие колебания.

Рисунок 5.13. Автогенератор на туннельном диоде

Поскольку АЭ в этом случае двухэлектродный, коэффициент обратной связи К=1, и уравнение баланса амплитуд принимает вид

(5.18)

Здесь S_ср - крутизна падающего участка характеристики диода. Эта величина обратна внутреннему сопротивлению диода R_д = 1/S_ср, поэтому условие (5.18) принимает вид

(5.19)

Для выполнения этого условия, нагрузочная характеристика генератора должна проходить через точки а,б,с (см. рисунок 5.13а). Однако, если к диоду просто подключить нагрузку с сопротивлением R_н, то при включении источника питания установится режим соответствующий точке «а», где сопротивление диода положительно и не компенсирует потери в контуре. Для возникновения колебаний необходимо, чтобы после включения источника устанавливался режим точки «b». Но в этом случае сопротивление нагрузки должно соответствовать R0, и условие баланса амплитуд выполнено не будет, т.к.

R0 < R_д (5.20)

Для разрешения этого противоречия сопротивление нагрузки по постоянному току должно удовлетворять условию (5.20), а по переменному - (5.19). Один из возможных вариантов схемы автогенератора на туннельном диоде представлен на рисунке 5.13б. Здесь нагрузочный контур выполнен в виде электрического моста так, что

При этом резистор R2 включен в диагональ моста и не зависимо от величины своего сопротивления не оказывает влияния на добротность контура и его эквивалентного сопротивления R_н. Резистор R1 через источник питания шунтирует нагрузочный контур, поэтому необходимо выполнить условие R1>>R_н.

Если R2 выбрать меньше R_д, то сопротивление нагрузки по постоянному току будет равно , что соответствует условию (5.20).

Транзисторные автогенераторы не могут работать в условиях жесткого радиационного облучения (например, в аппаратуре космических объектов), т.к. при этом p-n переходы утрачивают свои свойства. Диод с отрицательным сопротивлением, в отличие от транзистора, работает только в открытом состоянии и утрата свойств p-n перехода для него не имеет значения.

5.6. Кварцевые автогенераторы

5.6.1. Кварцевый резонатор

Как следует из материалов раздела 5.4, стабильность частоты автогенераторов с колебательным контуром, как правило, не достаточна для формирования сигналов опорной частоты, поэтому для этих целей применяются автогенераторы с кварцевой колебательной системой. Кварцевая колебательная система (кварцевый резонатор) в простейшем случае представляет собой пластинку, вырезанную из кристалла кварца и помещённую между обкладками плоского конденсатора. Природный (или выращенный искусственно) кристалл кварца представляет собой шестигранную призму (см. рисунок 5.14), у которой имеется три типа осей симметрии - оптическая ZZ^', механические YY^' и электрические ХХ^'. Поскольку кристаллический кварц представляет собой анизотропное вещество, свойства которого зависят от направления среза по отношению к осям симметрии, выбором типа среза определяется температурный диапазон резонатора, в котором он обеспечивает наибольшую стабильность частоты.

Рисунок 5.14. Кристалл кварца

Замечательным свойством кварца является пьезоэлектрический эффект, который заключается в возникновении на его гранях электрического заряда под действием приложенного механического усилия, например, сжатия или растяжения. Причём, знак заряда изменяется на противоположный при изменении направления приложенной силы (сжатия на растяжение). Это явление получило название «прямой пьезоэлектрический эффект». В кварцевом резонаторе используется обратный пьезоэлектрический эффект, при котором электрическое напряжение, приложенное к обкладкам его конденсатора, вызывает механическую деформацию, соответствующую направлению электрического поля. Если к резонатору приложено переменное напряжение, то пластина резонатора начинает колебаться и, как у любого твёрдого тела, при этом возможно проявление механического резонанса, заключающегося в резком увеличении амплитуды колебаний на определённой частоте, которая зависит от геометрических размеров пластины кварца. Например, резонанс наступает, если вдоль толщины пластины d укладывается нечётное число полуволн механической деформации Δ (см. рисунок 5.15). При четном числе механических полуволн, разность потенциалов на обкладках резонатора отсутствует, и колебания не возбуждаются.

Рисунок 5.15. Механический резонанс в кварцевом резонаторе

Механический резонанс в кварцевой пластине сопровождается резонансом во внешней электрической цепи, причём, пластина ведёт себя аналогично последовательному резонансному контуру, т.к. в момент резонанса проводимость пластины резко возрастает. Эквивалентная электрическая схема кварцевого резонатора, с учётом ёмкости кварцедержателя С₀ , представлена на рисунке 5.16.

Рисунок 5.16. Эквивалентная схема кварцевого резонатора

Каждый последовательный контур эквивалентной схемы соответствует одной из механических гармоник. Ёмкость С₀ образует дополнительные параллельные контуры. Активное сопротивление r_q отражает тепловые потери в резонаторе, обусловленные внутренним трением в кристалле r₁ и трением кристалла в обкладках конденсатора r₀, т.е. r_q= r₀ + r₁.

Электрическое сопротивление резонатора Z_q=R_q+jX_q в области основной механической гармоники представлено частотной характеристикой на рисунке 5.16. На частотах ниже резонансной реактивное сопротивление резонатора имеет ёмкостный характер; на частоте последовательного резонанса резонатор имеет чисто активное сопротивление равное r_q ; на частотах выше ω₁, но ниже частоты параллельного резонанса , резонатор имеет индуктивный характер. На частоте ω₂ наступает резонанс в параллельном контуре. Здесь активная составляющая сопротивления резонатора максимальна. При дальнейшем увеличении частоты, ниже области третьей механической гармоники, сопротивление резонатора в основном определяется ёмкостью обкладок кварцедержателя С₀ .

Эквивалентный последовательный контур резонатора отличается очень большим характеристическим сопротивлением и относительно малым сопротивлением потерь r_q. Поэтому добротность кварцевых резонаторов может составлять величину до 10⁷ единиц. Заметим, что у обычного контура добротность не превышает 400, а у контура на отрезке длинной линии не более 2000. Таким образом, кварцевый резонатор отличается огромной фиксирующей способностью и высокой эталонностью элементов L_q,C_q. Последняя особенность определяется слабой зависимостью линейных размеров кварцевой пластины от температуры, которая является основным дестабилизирующим фактором для кварцевого резонатора.

Другой существенный для резонатора дестабилизирующий фактор обусловлен явлением «старения» кварцевой пластины. С течением времени, под действием механических деформаций, поверхность пластины покрывается микротрещинами, которые снижают её упругие свойства, определяющие эквивалентную емкость С_q . Кроме того, постепенно поверхность пластины загрязняется частицами и молекулами газов, оседающих из окружающей среды. При этом увеличивается масса пластины, которая определяет эквивалентную индуктивность L_q. Другие дестабилизирующие факторы, существенные для обычных контуров, для кварцевого резонатора значения не имеют.

Влияние температуры в высокостабильных кварцевых генераторах устраняют путём помещения кварцевого резонатора (или автогенератора в целом) в термостат. Для прецизионных кварцевых автогенераторов применяют двойные и даже тройные термостаты. Обычно это подогревные термостаты, в которых с высокой точностью поддерживается температура порядка 50-60°С. Применяются и реверсивные термостаты , в которых используется как подогрев, так и охлаждение. Такие термостаты способны работать при температуре близкой к температуре окружающей среды, поэтому на их работу требуются минимальные затраты энергии, и их целесообразно использовать в подвижных бортовых электронных устройствах.

Последствия, связанные с явлением старения устраняются помещением кварцевого резонатора в стеклянный или металлический вакуумный баллон. Кроме того, на стадии производства резонаторов, их подвергают процессу искусственного старения, при котором резонатор включается в схему автогенератора и подвергается ускоренному старению при повышенных амплитудах механических деформаций. После такой «тренеровки» и откачки выделившихся газов, параметры резонатора практически не меняются с течением времени в условиях эксплуатации.

Основные резонансные частоты резонатора как правило определяются толщиной пластины, которая уже на частотах 30 - 50 Мгц становится настолько тонкой, что не выдерживает механических деформаций. Поэтому для генерации более высоких частот используют возбуждение резонаторана механических гармониках. Параметры эквивалентной схемы резонатора на механической гармонике в первом приближении определяются следующим образом. Поскольку масса пластины не зависит от частоты, ; упругость пластины существенно зависит от частоты, поэтому ; ёмкость кварцедержателя С_о от частоты естественно не зависит. Сопротивление тепловых потерь, как отмечалось выше, состоит из двух частей. При этом потери за счёт трения в кварцедержателе от частоты не зависят, а потери на внутреннее трение пропорциональны квадрату частоты. Таким образом, r_qn= r₀ + r₁∙n². Определим добротность резонатора на n-ой механической гармонике

(5.21)

Обычно r₀ >> r₁ , поэтому с увеличением n добротность резонатора сначала растёт, а затем, по мере увеличения знаменателя начинает падать. Максимальное значение Q_n достигается при .

При возбуждении кварцевого резонатора в нём могут возникать самые разнообразные типы механических деформаций. Наиболее часто встречающиеся, представлены на рисунке 5.17. Это деформация сдвига, сжатие - растяжение, изгиб, кручение.

Рисунок 5.17. Типы деформаций

Возможность появления какой-либо из них, или сразу нескольких, зависит от способа крепления пластины в кварцедержателе и формы пластины. Причём каждому виду деформации соответствуют свои частоты, которые обычно не совпадают, но могут оказаться достаточно близкими. Это явление под названием «многоволнистость» может привести к скачкообразному изменению частоты автогенератора, если произойдёт смена типа деформации. Такая ситуация крайне не желательна, поэтому конструкцию резонатора стремятся выполнить так, чтобы вероятность многоволнистости была минимальной.

Наиболее часто встречающиеся конструкции резонаторов представлены на рисунке 5.18.

Рисунок 5.18. Конструкции резонаторов

Электроды плоского конденсатора выполняются, как правило, методом напыления металла, мало подверженного окислению (серебро, золото), на поверхность пластины. Сама пластина может вырезаться из кристалла в форме бруска, прямоугольной пластины, диска или линзы. В кварцедержателе пластина подвешивается на струнах или пружинах. Наименее вероятна многоволнистость у резонаторов дисковой и линзовой формы, поэтому в настоящее время они получили наибольшее распространение.

5.6.2. Схемы кварцевых автогенераторов

В схемах автогенераторов кварцевый резонатор может быть использован в качестве эквивалентной индуктивности контура в интервале частот ω₁<ω<ω₂ (см. рисунок 5.16). Поскольку ёмкость С_о обычно в 100 … 1000 раз больше ёмкости C_q, этот интервал очень узкий, рабочая частота генератора ω близка к резонансным частотам резонатора, что позволяет практически полностью использовать фиксирующую способность резонатора.

Схемы автогенераторов с использованием кварца в качестве индуктивности получили условное название «осцилляторные» и строятся они по принципам трёхточечных схем. Два варианта таких схем представлены на рисунках 5.19а, 5.19б.

Рисунок 5.19. Осцилляторные схемы автогенераторов

Первый из них (рисунок 5.19а) аналогичен индуктивной трёхточечной схеме, в которой кварцевый резонатор выполняет функции индуктивности L2, включенной между эмиттером и базой транзистора. Роль второй индуктивости L1 выполняет контур, который на частоте генерации ω должен иметь индуктивную реакцию. Для этого резонансная частота контура ω_ο должна удовлетворять условию ω_ο>ω. Если вместо контура использовать катушку индуктивности баланс амплитуд и фаз может быть выполнен и на частоте механической гармоники, поэтому частота, на которой заработает автогенератор, становится неопределённой. Наличие контура в коллекторной цепи исключает такую возможность, т.к. на частоте мехнической гармоники его сопротивление существенно меньше, чем на основной частоте, соответственно значительно меньше будет сопротивление |Z_к|, и выполнение баланса амплитуд становится маловероятным. Остальные элементы схемы имеют то же назначение, что и в ранее рассмотренных схемах автогенераторов.

К числу достоинств этой схемы следует отнести слабое влияние на стабильность частоты процесса старения кварца, т.к. резонатор подключен к участку база - эмиттер, где при малых напряжениях соответственно не велика амплитуда механических колебаний. Недостатком такой схемы на биполярном транзисторе является значительная величина активной проводимости участка база - эмиттер, которая, шунтируя резонатор, снижает его фиксирующую способность.

Второй вариант осцилляторной схемы, эквивалентный ёмкостной трёхточке представлен на рисунке 5.19б. Здесь кварцевый резонатор выполняет функции индуктивности L3 , а контур в коллектрой цепи - функции ёмкости С1 . Для этого резонансная частота контура должна удовлетворять условию ω_ο>ω .

Достоинством этой схемы является слабое влияние на фиксирующую способность резонатора внешних цепей, т.к. участок коллектор - база, к которому подключен резонатор, имеет относительно низкую проводимость. Однако, в этом случае напряжение на резонаторе оказывается высоким, что сказывается на интенсивности старения кварца и соответственно на стабильности частоты. Поэтому в такой схеме целесообразно использовать транзисторы способные работать при низких напряжениях питания (порядка 1,5 - 2 В). К числу достоинств схемы следует отнести возможность замены контура цепью RC1 (см.рисунок 5.19в), т.к. сопротивление этой цепи на частоте механической гармоники не велико и соответственно мала вероятность выполнения баланса амплитуд. Резистор R необходим для подачи напряжения питания на коллектор транзистора. В этом случае в схеме полностью отсутствуют катушки индуктивности, наличие которых существенно усложняет технологию производство радиоэлектронной аппаратуры. Автогенераторы такого типа на фиксированную частоту выпускаются в виде интегральных микросхем.

Включение резонатора в качестве L1 между коллектором и эмиттером в индуктивной трёхточечной схеме не рекомендуется, т.к. при этом для коллекторной цепи понадобится параллельная схема питания, в которой кварцевый резонатор окажется шунтированным либо блокировочным дросселем, либо низкоомным резистором. В первом случае возникает вероятность возбуждения генератора в контуре, образованном блокировочным дросселем, независимо от присутствия резонатора, а во втором - низкоомный резистор, через который осуществляется питание коллекторной цепи, шунтирует резонатор, снижая его фиксирующую способность.

Другие варианты схем автогенератора основаны на использовании резонатора в качестве узкополосного фильтра. Если в обычном автогенераторе с колебательным контуром в разрыв одной из его цепей включить кварцевый резонатор, то цепь будет замкнута только для колебаний с частотой его последовательного резонанса. Поэтому возбуждение колебаний в такой схеме станет возможным лишь при настройке контура автогенератора на эту частоту. Автогенераторы такого типа получили соответственно наименование - «фильтровые». Возможные точки включения резонатора в фильтровом автогенераторе представлены на рисунке 5.20а. Там же, в качестве примера (рисунок 5.20б), показана схема с включением резонатора в цепь базы транзистора

Рисунок 5.20. Схема фильтрового автогенератора

В такой схеме, последовательно с кварцевым резонатором включены входное сопротивление транзистора и сопротивление нагрузочного контура Z_к , которые по величине значительно превосходят собственное сопротивление резонатора r_q и соответственно снижают его фиксирующую способность. Частично ослабить влияние внешних цепей можно, включив резонатор в цепь эмиттера, а транзистор использовать с общей базой (рисунок 5.21а).

Рисунок 5.21. Схемы фильтровых автогенераторов

В этой схеме, с одной стороны, последовательно с резонатором включено входное сопротивление транзистора с общей базой, которое приблизительно равно 1/S, и по величине значительно меньше r_q. Практически полностью удаётся исключить влияние сопротивления внешних цепей в двухтранзисторной схеме «Батлера» (рисунок 5.21б). Здесь цепь нагрузочного контура подключена к резонатору через эмиттерный повторитель, у которого выходное сопротивление равно 1/S. Таким образом, общее сопротивление внешних по отношению к резонатору цепей оказывается незначительным по сравнению с r_q, и фиксирующая способность кварцевого резонатора реализуется практически полностью.

Как уже отмечалось выше, кварцевый резонатор может возбуждаться и на нечётных механических гармониках. Казалось бы достаточно, например, в схемах на рисунке 5.19а или 5.19б, перестроить контур на частоту какой-либо из механических гармоник, чтобы колебания возникли на соответствующей частоте. Однако реализовать эту возможность не всегда удаётся. Действительно, с ростом номера гармоники увеличивается проводимость емкости кварцедержателя В_о=ωC_o , которая в конце концов полностью зашунтирует кварцевую пластину (см. рисунок 5.22), превратив резонатор в реактивность ёмкостного характера. В результате, не будет выполняться баланс фаз, и возбуждение резонатора станет не возможным.

Рисунок 5.22. Частотная характеристика реактивной проводимости резонатора

На рисунке 5.22 В_q - проводимость резонатора; В^/_q - проводимость кварцевой пластины; В_o - проводимость ёмкости С_о.

Если автогенератор предназначен для работы на одной гармонике, влияние ёмкости С_о может быть устранено компенсирующей индуктивностью L_o, например, как это показано на рисунке 5.20б. Контур L_o, С_о настраивается на частоту соответствующей механической гармоники.

При необходимости перестройки генератора с одной гармоники на другую, применяют частотно независимые схемы нейтрализации ёмкости С_о. Два варианта таких схем представлены на рисунке 5.23. В фильтровой схеме на рисунке 5.23а ток обратной связи через ёмкость С_о компенсируется током через нейтродинный конденсатор СN, т.к. потенциалы точек a и b относительно «земли» противофазны.

Условием полной нейтрализации С_о является условие баланса моста

Рисунок 5.23. Схемы автогенераторов для возбуждения на механических гармониках

Аналогичная нейтрализация ёмкости С_о может быть выполнена в схеме Батлера, если в коллекторную цепь эмиттерного повторителя включить дополнительную нагрузку (R0). Для нейтрализации С_о в этом случае необходимо выполнить следующее условие

В последних схемах нейтрализация не зависит от частоты возбуждаемых колебаний, поэтому для перехода на другую гармонику достаточно перестроить контур автогенератора.

5.7. Диапазонно-кварцевая стабилизация частоты

Автогенератор, возбуждаемый на механических гармониках кварцевого генератора, позволяет получить десятки частот с шагом, соответствующим интервалу между нечётными гармониками. В современных средствах радиосвязи требуется в сотни и тысячи раз большее количество частот при значительно меньшем интервале. Поэтому возбудители содержат помимо высокостабильного опорного генератора, устройства синтеза «сетки» частот, с заданными параметрами. К таким устройствам относятся умножители, делители и преобразователи частоты. В последние годы всё чаще прибегают к формированию гармонических колебаний заданной частоты цифровыми методами.

В настоящем пособии не представляется возможным охватить всё многообразие существующих методов построения синтезаторов. При желании с ними можно ознакомиться в соответствующей литературе [9, 10]. В качестве примера мы рассмотрим лишь некоторые из них.

5.7.1. Компенсационный метод синтеза частот

Структурная схема синтезатора, построенного с использованием метода компенсации, представлена на рисунке 5.24. Здесь приняты следующие обозначения: ОГ - опорный генератор; ГКИ - генератор коротких импульсов; ПФ - полосовой фильтр; СМ - смеситель; ГПД - генератор, плавно перестраиваемый в диапазоне частот; УПФ - узкополосный фильтр.

Рисунок 5.24. Компенсационный синтезатор частот

Датчик опорных частот (ДОЧ) включает высокостабильный опорный генератор на частоту 1 или 5 МГц, делитель частоты, кратность которого N определяет шаг сетки частот, и генератор коротких импульсов, позволяющий получить практически равномерный спектр гармоник в широком диапазоне частот (см. рисунок 5.25а). Целью всех последующих преобразований является выделение из спектра гармоник одной необходимой в данный момент времени частоты f_q. Для этого фильтром ПФ1 выделяется область частот Σf_qn , содержащая частоту f_q. Затем с помощью ГПД и смесителя, частоты Σf_qn переносятся в область относительно низких частот Σf_qn-f, на которых возможно изготовление узкополосного фильтра, способного выделить из спектра Σf_qn-f одну частоту f_q. Для этого могут быть использованы кварцевые или электромеханические фильтры способные обеспечить требуемую степень избирательности. Фильтр выполняется на фиксированную частоту f_o с полосой пропускания Δf < f_ог/N (см. рисунок 5.25б). При этом условии в полосу пропускания УПФ будет попадать только одна частота из спектра Σf_qn-f, которая определяется величиной f (частоты ГПД).

Рисунок 5.25. Формирование частот в компенсационном синтезаторе частоты

Изменяя частоту ГПД, можно выделить любую частоту f_q-f из спектра Σf_qn-f, если f_q-f ≈ f_o. Заметим, что одновременно с изменением частоты ГПД, перестраиваются и фильтры ПФ1, ПФ2, изменяя положение соответствующей полосы частот Σf_qn. Далее, частота на выходе УПФ снова смешивается с частотой ГПД, и фильтром ПФ2 выделяется требуемая частота f_q (рисунок 5.25в).

Следует особо отметить назначение фильтра ПФ1. При его отсутствии на входе УПФ после смесителя может появиться частота близкая к fo не только из области Σf_qn, но и из области частот симметрично расположенных ниже частоты ГПД (зеркальная помеха). Мешающая частота может быть очень близкой к f_q-f, или даже совпадать с ней. Поэтому отфильтровать её практически не возможно. Фильтр ПФ1 выполняет роль преселектора, заранее подавляя область мешающих гармоник.

Стабильность частоты синтезатора на первый взгляд не зависит от стабильности ГПД. Однако, если отклонение частоты ГПД, вызванное его нестабильностью, превысит Δf/2, в полосу пропускания УПФ войдет другая гармоника и выходная частота синтезатора изменится на величину шага сетки частот.

К числу недостатков этого метода синтеза частот следует отнести низкую оперативность перехода с одной частоты на другую и соответственно проблемы с автоматизацией этого процесса, например, когда выбор частоты определяется быстро меняющейся обстановкой и управляется вычислительным комплексом или по определённой программе.

5.7.2. Декадный синтезатор частоты

Структурная схема одного из множества вариантов декадных синтезаторов частоты представлена на рисунке 5.26. В отличие от компенсационного синтезатора в схеме рассматриваемого устройства нет вспомогательных генераторов (есть только опорный), поэтому декадный синтез частот иногда называют «пассивным».

Рисунок 5.26. Декадный синтезатор частоты

Датчик опорных частот формирует на основе частоты опорного генратора 11 вспомогательных частот. Частота f_o определяет нижнюю границу диапазона синтезатора, а частоты f_oi используются для формирования декадных разрядов выходной частоты. Вспомогательные частоты связаны между собой следующим соотношением

(5.22)

Здесь i - число принимающее значения от 0 до 9; Δf - шаг изменения частоты в старшем разряде десятичного числа, отражающего её величину.

Каждая частота из декады f_oi выбирается переключателями N и поступает на смесители идентичных по структуре линеек преобразователей, включающих фильтры и делители частоты на 10 (кроме последней). Число линеек определяет величину конечного шага частот синтезатора. Фильтры после смесителей выделяют суммарную частоту, поэтому на выходе первой линейки получим

Соответственно на выходе второй линейки

На выходе синтезатора имеем

(5.23)

Из 5.23 следует, что переключатель N1 определяет цифру младшего разряда в обозначении выходной частоты, а шаг сетки частот определяется числом линеек m и равен .

Рассмотрим пример образования выходной частоты. Пусть f_o = 1 MГц, Δf = 0,1 МГц, N3 = 3, N2 = 5, N1 = 7. Тогда выходная частота синтезатора составит 10,357 Мгц. Минимальная частота синтезатора соответствует N1=N2=N3=0 и равна 10 Мгц, максимальная - 10,999 Мгц, шаг сетки частот 1 кГц. Таким образом, по положению переключателей можно непосредственно определить выходную частоту синтезатора.

Чтобы уменьшить шаг сетки частот в 10 раз, достаточно в схему синтезатора добавить ещё одну линейку с делителем частоты. На первый взгляд таким образом можно сделать шаг сетки сколь угодно малым, однако на практике дробление сетки частот теряет смысл, как только величина шага станет одного порядка с абсолютной нестабильностью опорной частоты f_oi. Действительно, в этом случае отсчёт частоты по положению переключателей не будет соответствовать реальной выходной частоте синтезатора. Поэтому, для достоверности отсчета шаг сетки частот должен быть, по крайней мере, на порядок больше абсолютной нестабильности опорной частоты. Так в рассмотренном нами примере абсолютная нестабильность опорной частоты должна быть не более 100 Гц, а относительная 10^-5.

Декадные синтезаторы, при использовании электронных переключателей, хорошо приспособлены для работы с автоматизированными системами связи. Ими можно управлять с помощью программируемых микроконтроллеров или вычислительных комплексов.

Компенсационный и декадный синтезаторы, рассмотренные выше, основаны на преобразовании и размножении частоты опорного генератора, поэтому методы положенные в их в их основу получили название методов прямого синтеза. В результате процесса преобразования, формирование колебаний выходной частоты неизбежно сопровождается появлением побочных частот. Уровень их, как правило, не велик, но, тем не менее, они вызывают паразитную амплитудную и фазовую модуляцию основного колебания. В результате такие синтезаторы отличаются повышенным уровнем шумов.

5.7.3. Применение автоподстройки частоты в диапазонных синтезаторах

Уровень шумов на выходе синтезаторов, основанных на методах прямого синтеза частот, не удовлетворяет современным требованиям к возбудителям. Поэтому при их использовании необходимо принимать дополнительные меры по подавлению шумов. Для этого может быть использована система автоподстройки управляемого генератора под основную частоту синтезатора. Структурная схема такой системы приведена на рисунке 5.27.

Рисунок 5.27. Схема автоподстройки частоты

На этой схеме синтезатор условно представлен опорным генератором ОГ и преобразователем частоты ПЧ. Выходной сигнал синтезатора f_q, содержащий шумы, поступает на смеситель, в качестве которого обычно используется фазовый детектор. Сюда же подаётся сигнал генератора плавного диапазона (ГПД), частота которого f сравнивается с частотой синтезатора. Поскольку в общем случае f_q ≠ f , сигнал ошибки, содержащий шумы, с выхода смесителя поступает через фильтр нижних частот (ФНЧ) на управляющий элемент УЭ (например, варикап в контуре ГПД) и приводит частоту f к f_q. При этом, напряжение на выходе смесителя будет содержать постоянную составляющую, необходимую для удержания f = f_q и шумовые составляющие сигнала синтезатора. Если ФНЧ не пропустит эти составляющие на УЭ, то на выходе ГПД получим колебание с частотой f_q без шумовых составляющих.

Таким образом, степень «очистки» выходного колебания от шумов определяется частотой среза ФНЧ и его избирательностью. Следует, однако, отметить, что при слишком низкой частоте среза фильтра, система автоподстройки становится чрезмерно инерционной, что может вызвать длительный процесс установления частоты ГПД при смене частоты синтезатора.

На практике применение автоподстройки частоты, позволяет строить синтезаторы без использования методов прямого синтеза. Структурная схема такого синтезатора представлена на рисунке 5.28. В этой схеме частота опорного генератора понижается с помощью делителя с постоянным коэффициентом деления (ДФКД) до значения равного шагу сетки частот f_q. Частота ГПД f также понижается до значения близкого к f_q делителем с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и сравнивается на фазовом детекторе с f_q ; сигнал ошибки через ФНЧ поступает на УЭ и подстраивает ГПД на частоту равную n∙f_q. Здесь n - текущий коэффициент деления частоты ДПКД. Делитель с переменным коэффициентом деления выполняется по декадному принципу, и выходная частота синтезатора может быть определена по положениям его переключателей. Как и декадный синтезатор по методу прямого синтеза, такой синтезатор хорошо встраивается в системы с автоматическим выбором частоты. Метод синтеза частот с применением систем автоподстройки получил название косвенного метода.

Рисунок 5.28. Схема косвенного метода синтеза частот

Для нормальной работы синтезатора, частота f_q и её гармоники не должны попадать на управляющий элемент, поэтому ФНЧ должен эффективно подавлять их. Иначе говоря, частота среза ФНЧ должна быть ниже f_q, с учетом возникающей инерционности системы автоподстройки.

Как всякое нелинейное устройство ГПД также является источником гармоник своей частоты. Поэтому реальные синтезаторы снабжаются вторым кольцом автоподстройки, позволяющим убрать и эти побочные частоты. С описанием такого синтезатора можно познакомиться в [9].